運算放大器和比較器無論是外觀還是原理圖符號都差不多，如果把它上邊的標識打磨掉的話很難區分開；二者在電子設計中都有著廣泛而重要的應用，加之很多電路中會出現將運放用作比較器的應用，以至于有工程師朋友時不時的會將運算放大器和比較器兩者混淆。

1、運放原理簡介

運算放大器，是一種用于信號調理的模擬芯片。比如對信號作放大，濾波，求和等。常見的有電壓反饋型運放和電流反饋型運放。這里只介紹電壓反饋型運放，繼續細分可以分為下圖所示。如果按照制造的工藝來區分，可以分為Bipolar(三極管)工藝，CMOS工藝，JFET工藝。目前的低壓運放主要是以CMOS工藝為主，因為其有輸入偏置電流小，綜合性能優異等優勢。從應用的角度來看，分為低壓供電和高壓供電，低壓供電為5V以內，高壓供電為5V以上，一般有24V耐壓，36V耐壓等級。

標準運放的符號如圖所示，一個同相輸入端，一個反相輸入端，一個輸出端，一個正電源引腳，一個負電源引腳。所以運放是差分輸入，單端輸出的(全差分運放除外)。運放本身并沒有參考點，所以為了能夠正常工作，外面的電路需要給運放一個穩定的參考點。

1、運放原理簡介﹣-（續）

運放會放大其兩個輸入端的電壓差，輸出電壓等于運放的開環增益乘以輸入電壓差，而運放自身的直流開環放大倍數至少有80dB（一萬倍）以上，因此只要輸入端電壓有 uV 級別的壓差，輸出就會有很大的電壓。當然這種開環放大在實際中是不好用的，因為運放的開環增益會隨溫度，負載，輸入電壓差大小而變化，為了得到穩定的放大倍數，在實際應用中都是引入負反饋來維持穩定的。

理想運放的特點：

①輸入電阻無窮大

②輸入失調電壓為零

③輸入偏置電流，失調電流為零

④開環增益無窮大

⑤輸出阻抗為零

⑥帶寬無窮大

⑦壓援率無窮大

正是因為現實中不存在理想的運放。才會們衍生出來各式各樣的的放大器，不同的應用關注的指標參數不一樣，總是需要強化某個指標，而弱化某個指標，選一個折中的來設計運放。

2、負反饋的本質

為了穩定的放大，需要引入負反饋。負反饋本質上是利用輸出的一部分信號反饋到輸入，用運放超高的開環增益來修正許多因素導致的誤差。超高的開環增益迫使輸入端的壓差保持在 uV 級別，也就是運放輸入端虛短。 CMOs 運放輸入偏置電流極小，運放輸入端虛斷。

3、運放的主要參數:

①供電電壓范圍

②共模電壓輸入范圍(Vcm)

③輸入輸出軌到軌特性(Rail to Rail Input/output)

④帶寬增益積(GBW/GBP)

⑤壓擺率(SR)

⑥建立時間(Settingtime)與過驅動恢復時間(Overload Recovery time)

⑦失調電壓(V_os)與溫漂(V_os/T)

⑧輸入偏置電流(I_B)與失調電流(I_os)

⑨噪聲(V_noise)

⑩開環增益(A_ol)

?共模抑制比(CMRR)

?電源抑制比(PSRR)

?輸入電容(C_in)

?靜態電流(I_q)

?全諧波失真加噪聲(THD+N)

?開環輸出阻抗(R_o)與閉環輸出阻抗(R_out)

?相位裕度(φ_m)?

①供電電壓范圍

運放自身沒有“地(GND)”的概念，標準運放只有兩個電源引腳，正電源VCC和負電源VEE，因此運放的供電電壓指的是VCC-VEE的差，習慣上把供電電壓范圍分為低壓(6v以內)，高壓(6V以上)。常見的高壓運放耐壓等級一般有24V，36V。耐壓等級是跟選取的制造工藝有關系的

運放有供電電壓范圍，意味著有最小值和最大值，供電電壓需要大于最小值，才能讓運放正常工作。供電電壓不能超過最大值，否則運放內部會擊穿。

一般規格書會標明兩個供電電壓值，建議值和極限值。建議值是廠家考慮了制造工藝的離散性，預留一定的余量。如下是潤石通用系列運放RS633X的規格書，建議值是2.5V~55V，實際上供電電壓位于2.2V~2.5V運放都能工作，但是帶窗，噪聲，勒到勒輸出能力等參數都會惡化，因此最好是位干25V以上工作。55V~7V區間也能正常工作，但是大危險了，供電電壓稍有波動就可能燒掉運放，因此廠家的建議最大值是5.5V。

②共模電壓輸入范圍(Vcm)

首先要理解什么是共模電壓，什么是差模電壓。對于運放的同相輸入端(vin+)和反相輸入端(Vin-)來說:

輸入共模電壓定義了一個允許的輸入范圍，超出這個范圍后，會引起運放輸入級對管的異常，此時運放將不能線性的工作。RS633X的輸入共模電壓范圍如下表所示。

通俗來說，規格書里面給出的輸入共模電壓范圍，還有輸入差模電壓范圍，目的只有一個，就是保證加在 VIN+ 和 VIN-上的電壓不能超過允許的電壓范圍。對于RS633X來說，輸入電壓的范圍只允許在VSS-0.1V~VCC+0.1V之內,如果供電電壓是5.5V,那么輸入允許的電壓范圍就是-0.1V~5.6V。

③輸入輸出軌到軌特性(Rail to Rail Input/output)

“軌”是指電源軌，包括正電源軌和負電源軌，如果負電源軌是接地，那么負軌就是地(GND)，正軌就是VCC。傳統的Bipolar(三極管)工藝JFET工藝，都做不到軌到軌輸入。CMOS工藝在輸入級用一對PMOS和一對NMOS組成互補輸入，可以做到軌到軌輸入。軌到軌輸出是指輸出端的電樂可以接近正軌和負軌，注意是接近，不是等于。軌到軌輸入輸出的好處是輸入輸出電壓可以接近供電電壓，這樣在低供電電壓時輸入輸出的動態范圍可以做得最大化。

④帶寬增益積(GBW/GBP)

對于電壓反饋型運放來說，有帶寬增益積的概念，因為觀察電壓反饋型運放的開環增益曲線，從主極點以后，帶寬和增益的乘積幾乎是一個常數。對于電流反饋型運放來說，這個是不成立的。

通常用開環增益曲線與0 dB相交處為帶寬增益積，(有時候高帶寬的運放并不成立)。下圖是RS633X的開環增益曲線，可以看到，0dB相交處，約為11MHz，表示該器件在單位增益同相放大時，帶寬為11MHZ。

④帶寬增益積(GBW/GBP)---(續)

對于不同的增益(需要用噪聲增益去計算)，廠家規格書給出的帶寬增益積一般都是單位增益時的帶寬，如果電路有對應的放大倍數，那么帶寬就會相應減少。BW=GBP/Gain

⑤壓擺率(SR)

壓擺率，Slew Rate，是描述運放對于大信號邊沿響應的快慢。從下面的波形中可以看出具體的定義。輸入共模電壓大小，溫度的高低，都會影響壓擺率SR的大小。實際應用可用公式計算:SR=2πf*V_p

比如想在10kHz頻率下，保持正常的輸出幅度5V_p，那么SR=2*3.14*10000*5/1000000=0.314V/us。需要用0.314V/us以上壓擺率的運放才可以。由此引申出運放另外一個帶寬，全功率帶寬(FullPower Bandwidth)，運放的實際帶寬由全功率帶寬和小信號帶寬中的最小值來決定。?

從運放內部看，對主極點電容Cc充放電的電流大小決定了壓擺巡的值。在小信號輸入時（通常100mVpp以內），充放電的電流跟輸入信號的幅度是線性關系，此時輸出信號上升和下降時間并不是用壓擺率SR來計算的，此時運放的邊沿上下時間近似一階電路的響應計算

實際上比用壓率 SR 來計算快得多。當輸入信號為大信號時，充放電電流增大以至于被限制在最大值，類似于一個電容被恒流充電，那么電容的輸出電壓就是呈線性上升，此時上升下降時間要用壓擺率 SR 來計算。

⑤建立時間(Setting time)與過驅動恢復時間(Overload Recovery time)

建立時間，是運放的階躍響應輸出穩定到一定精度所需要的時間。由于受到運放小信號帶寬和壓擺率的限制，運放的階躍響應總是需要一定的時間，而且隨著相位裕度不同，輸出電壓的波動也有很大差異。

對于小信號輸入(通常100mVpp以內)，輸出電壓的上升時間是T_rise=0.35/f，然后再加上后段穩定到需要精度的時間,就構成了小信號輸入時的建立時間。對于大信號輸入，輸出電壓上升的時間用壓擺率計算，大信號輸出時一般沒有過沖振鈴，因此整個上升時間構成了建立時間。建立時間主要受運放主極點電容Cc充放電的值和相位裕度影響。

過驅動恢復時間，是指放大后的輸出電壓超過了電源的供電電壓，當輸入信號跳變時，輸出電壓延遲的響應時間。該參數是受運放內部的輸出級影響，主要是輸出管退出飽和狀態的時間。

⑦失調電壓(Vos)與溫漂(ΔVos/AT)

理想運放輸入電壓為零時，輸出電壓也為零。實際上由于工藝的限制，運放的輸入級做不到完全對稱，輸入失調電壓 Vos，是指為了讓運放的輸出為零，需要額外在輸入端補償的電壓值。

CMOS運放的失調電壓在5mV~10mV，出廠時可以經過品員級的激光修調(Trim)，失調電壓可以收窄到最大0.5mV，而封裝后的電子修調，可以精確到50uV級別，如果需要更加小的失調電壓，運放需要用自穩零技術，斬波和自穩零技術可以把失調電壓控制在1uV級別。失調電壓在某個范圍時是有一定的條件的，比如規格書一般都是在共模電壓為一半VCC時測試的。實際應用中，比如VCC=5V時，當共模電壓在0V~3.7V時，輸入PMOS對管工作，失調電壓較小。當共模電壓在3.7V~5V時，輸入NMOS對管工作，NMOS對管一般不進行修調，此時失調電壓較大，達不到規格書的標稱值。

溫漂是指運放的失調電壓會隨溫度的變化而發生變化，Bipolar(三極管)工藝的運放溫漂比較線性單調，CMOS工藝的運放溫漂不是線性單調的，但是為了方便描述，統一歸一化為X mV/℃。

運放的失調電壓和溫漂會被線性放大， 左圖中，運放的失調電壓Vos=0.1mV，溫漂為1.5uV/℃，電路配置放大100倍。

V_out

=(V_os+V_dirft X(T-25℃)x100?

失調電壓通常擁有正態分布的特性， 正常應用時一般取最大值計算。為了減少 失調電壓和溫漂帶來的誤美。作直流放大時，通常取最低輸入信號的十分之一來保持輸出電壓的精度。當然，如果電路是作交流放大，那么失調電壓不會被放大，對輸出影響有限。

⑧輸入偏置電流(Ir)與失調電流(los)

理想運放的輸入偏置電流和失調電流為零，早期使用Bipolar(三極管)工藝時，由于三極管屬于電流控制型元件，運放的兩個輸入端是三極管的基極，因此有偏置電流。CMOS屬于電壓控制型元件，其極電流為pA級別，基本上可以忽略不計。CMOS運放輸入偏置電流和失調電流受溫度變化影響較大，常溫下幾乎為零，隨著溫度的上升，輸入偏置電流和失調電流指數增大，這是因為CMOS運放輸入引腳的ESD保護二極管漏電引起的，除非選用特別的制造工藝，否則超過100溫度下，輸入偏置電流都會增大成百上千倍。在一些高輸出內阻的傳感器信號放大中，可能會引起額外問題，如果放大電路外部使用的電阻是百kΩ級別，那么在運放輸出端將會產生新的失調誤差。

⑨噪聲(Vnoise)

三極管，MOS管，電阻，都會產生噪聲。在運放中，噪聲主要有兩種，低頻噪聲(1/f)，寬帶噪聲(白噪聲)。在通用架構的運放中，存在電壓噪聲和電流噪聲，噪聲由于是一個隨機的信號，為了方便描述，用其功率密度譜來衡量，這樣方便畫出噪聲功率密度譜與頻率的關系，最直觀的方式就是用Vpp值或者Vrms值描述，一般Vpp=6.6*Vrms。

⑩開環增益(A_ol)

運放的開環增益就是不加負反饋時的頻率響應特性。運放直流的開環增益高達100dB(十萬倍)以上，如此高的開環增益，在實際上是不適合直接放大信號的，開環增益直接受溫度、輸出負載，供電電壓輸入電壓幅度影響，而目會大幅度的波動，所以一定需要引入負反饋來提高閉環增益的穩定性，單獨對比直流下的開環增益意義不大。

?共模抑制比(CMRR)

理想情況下，運放只會放大其兩個輸入端的電壓差，對于共模電壓完全不響應。共模抑制比描述的是運放對輸入的共模電壓的抑制能力，輸出端以失調電壓的誤差形式表達，一種簡單的測量方式是在輸入端加一個固定的共模電壓，測量運放輸出的偏移量，來計算共模抑制比。

實際運放對共模信號無法完全抑制，是由于運放輸入對管在工藝上沒辦法做到完全對稱，包括輸入對管的跨導增益，寄生電容，溫度系數等。而且共模抑制比是頻率的函數，頻率越高，共模抑制比越低。

為了提高差分放大電路的共模抑制比，就要求左圖四個電的匹配度要非常高，如果電阻的精度是1%，那么直流下的共模抑制比只有46dB。為了解決這個問題，芯片廠家專門生產了包含四個高精度電阻的差分運放，這樣直流下的共模抑制比可以高達100dB。在電路設計上，同相放大器電路，兩個輸入端的電壓跟隨輸入信號，會由于其模抑制比的原因而在輸出端產生額外失調電壓。對于高精度的ADC采樣，可能會影響后幾bit讀數。反相放大器電路，其同相端一般接到古定的參考電壓上，運放兩個輸入端的電壓比較恒定，因此在輸出端產生的失調電壓相對較低。

?電源抑制比(PSRR)

運放的電源電壓波動時，會輕微影響內部的恒流源靜態點，導致運放輸出端以失調電壓的形式出現誤差。電源抑制比描述的是運放對電源波動的抑制能力，通常分為對正電源軌PSRR+，負電源軌PSRR-的抑制能力，兩者通常有點差異。電源抑制比也是頻率的函數，頻率越高，電源抑制比PSRR越低。

電源抑制比的測量如左圖所示，通過測量運放輸出端的殘余信號來計算。從右圖PSRR曲線可以看出，低頻下都有很好的抑制能力，當頻率逐漸升高時，開始以-20dB/dec下降，這是因為運放內部差分對的拖尾恒流源的電容隨頻率改變，恒流源的等效阻抗隨頻率升高而減少。所以如果應用中的負電源VEE由DC-DC或者電荷泵等器件產生，那么需要做好濾波工作，可以在運放電源端串聯RC，LC，或者磁珠+電容，目的是減少運放兩個電源端的高頻紋波。

?輸入電容(C_in)

運放的輸入電容分為共模輸入電容和差模輸入電容，現在的CMOS運放大多數具有EMI抑制功能，其共模輸入電容和差模輸入電容會偏大一點，大概有10pF~20pF。運放的輸入電容在某些應用下會引起問題，主要有引起輸出振蕩，或者由于兩個輸入端的共模電容偏差較大，引起共模抑制比惡化。

反相端的輸入共模電容會與反饋電阻RF形成一個極點，從輸出端反饋回來的信號會有相移，再回饋到反相端，造成同相端和反相端的相移不是正常的對應狀態，輸出電壓會存在過沖或者直接振蕩。要解決此問題，一個是需要等比例整體降低反饋電阻的阻值，另一個是在反饋電RF上并聯電容，引入額外的零點來修正造成的相移。

共模輸入電容如果不對稱平衡，會引起共模抑制比的惡化，因為運放同相端和反相端的相移不相等，自然進入運放的信號就不是對稱的，此時共模信號也會被放大。除了運放自身引腳以及內部電路引起的不平衡以外，PCB Layout時，同相端和反相端走線引起的寄生電容不對稱也是原因，為了降低這個影響，外圍的增益電阻和反饋電阻最好不要取值過大。

?靜態電流(I_q)

運放的靜態申流是指運放外干放大狀態，并目其輸入共模電壓外干某個電壓，器件自身消耗的電流，輸出負載的電流是不計算在內的。因為標準的運放沒有接地引腳，所以流入VCC引腳的電流約等于流出VEE引腳的電流。運放生產商測試運放的靜態電流時，采用下冬的電路，正負電源供電，配置成緩沖器，同相端接地，相當于輸入共模電壓是運放供電電壓的一半，然后測試vcC和VEE引腳的電流，輸出引腳不能接入負載。

運放的靜態電流是內部眾多恒流源偏置電流的來源，包括輸入差分對管，輸出推挽對管等。靜態電流直接影響運放眾多的參數，比如帶，噪聲，壓擺率等。靜態申流越大，帶寬和壓擺率越高，噪聲更低。所以高速(GBP>100MHz)的運放其靜態電流一般都是5mA/ch以上。對干現在很多10T設備的應用，又希望靜態電流做的非常低，那么只能犧牲帶寬，用擺率，噪聲，相位裕度等指標，降低內部恒流源的偏置電流，來降低運放整體的靜態電流。

?全諧波失真加噪聲(THD+N)

全諧波失真加噪聲，計算公式為意思是一個信號經過運放后，統計其輸出端各次諧波失真幅度，再加上帶內噪聲，最后得出一個有效值電壓，相對于基波信號的比值。

在音頻領域應用中，THD+N非常重要，因為數字音頻存儲用的位數一般為24bit或者32bit，稍有些許失真就能把后面的幾bit淹沒掉，不過人耳對于一個信號的失真，大概5%以上的失真才可能聽得出來。

一個信號經過運放后產生失真的原因，分為輸入差分對管的交越失真，輸入阻抗非線性，密勒電容電流的非線性，輸出推挽級的交越失直。其中運放的負反饋會盡最大能力去修正以上的失直，負反饋最大的作用，就是讓運放兩個輸入端的電壓盡量接近，這樣運放輸入級的差分電壓也會很小，強迫運放內部的電路在很窄的開環線性區間工作。

?開環輸出阻抗(R_o)與閉環輸出阻抗(R_out)

開環輸出阻抗R_o是運放固有的特性，不隨運放的增益而改變。閉環輸出阻抗R_out相當于把整個運放的電路看成一個黑匣子，計算的是運放處于負反饋狀態下輸出端的阻抗。計算公式為。

Bipolar（三極管）工藝的運放開環輸出陽抗比較平，到高頻段才非線性。CMOS工藝的運放開環輸出陽抗則復雜得多。沒辦法用固定的曲線來衡量，不同帶寬，靜態電流的運放開環輸出阻抗差異很大。而且即使是同一個運放，輸出負載吸取的直流電流不一樣，開環輸出陰抗也不一樣，慶幸的是，運放的負反饋會幫我們解決這些問題。

運放的開環輸出阻抗最大的危害，就是如果運放輸出端存在容性價截，那么一老就會在開環曲線上形成一個極占，如果極點在有用的頻帶內，相移會比較大，經過反相端反饋回來后，會造成運放振蕩。所以CMOS工藝的運放，其輸出端不要輕易直接用電容接地濾波，即使要對輸出電壓濾波，也要先串聯一個電阻才能接電容到地。

?相位裕度(φ_m)

首先要了解運放處于負反饋狀態下，增益跟頻率的三條曲線，開環增益A_ol，閉環增益1/β，環路增益A_ol*β，簡寫Aβ。因為這三條曲線決定了運放負反饋的穩定性，判斷穩定性的標準是環路增益AB曲線的相位，距離相移180°，是否還存在45°的相位裕度。

4、運放應用的問題探討

a)運放最大能夠放大多少倍??

b)運放可以放大多微弱的信號?

c)雙電源供電的運放是否可以改成單電源供電?是否可以不對稱供電??

d)運放的輸出總誤差是什么?

4、運放應用的問題探討---(續)

a)運放最大能夠放大多少倍?

根據開環增益的曲線以及增益帶寬積GBP的定義，Gain=GBP/Bandwidth，因此最大能夠放大多少倍是跟帶寬相關的，極限情況下放大超低頻信號(比如0.1Hz)，那么放大倍數可以接近Aol 曲線低頻段增益，但是由于沒有足夠環路增益用于修正誤差，此時輸出電壓將偏離理想的輸出電壓值，而目單級過高的放大倍數會把運放的失調電壓。噪聲放大，使電路“不好用”。建議單級放大電路控制在100倍以內。

b)運放可以放大多微弱的信號?

取決于所用運放的底噪水平。如果需要運放放大微弱信號(1uV~10mV)，首先要讓運放的輸入共模電壓遠離兩個電源軌，保證能夠線性放大然后限制運放的帶寬，這樣能有效降低帶外噪聲。總之，只要有用信號不被噪聲淹沒，那么都能有效放大。

c)雙電源供電的運放是否可以改成單電源供電?是否可以不對稱供電?

可以，標準運放并沒有地GND引腳，所以運放并不知道“地GND”在哪里，運放內部的電路都是參考VEE引腳的，但是對于輸入的信號來說，因為運放放大的是輸入的差分電壓，因此必然會有輸入信號的參考點，外理好輸入共模電壓的范圍即可，負反饋的存在可以不對稱供電。

d)運放的輸出總誤差是什么?

總共有9項誤差構成， Verror=Vos+Vos_drift+Vbias+Vbias_drift+Vnoise +VCMRR+VPSRR+VAOI+VEMIRR?

不管是直流放大還是交流放大，實際的輸出電壓跟理想的輸出電壓值之間的差距。就是以上9項誤差構成的，而目運放的這些誤差項。都是在一直變化的，隨溫度變，隨時間變。引入負反饋非常重要，能夠無時無刻地修正以上誤差，當然不是“消除”，而是盡量減少。

5、運放與比較器的區別

運放的設計目的是用于存在負反饋的場合，比較器是用于開環應用。

a)為了負反饋穩定，運放內部有密勒電容，比較器則不需要，因此比較器沒有壓擺率這個參數。輸入一個階躍信號時，運放上升是慢吞吞的。而比較器則馬上就翻轉了。

b)一些高壓的運放，還有Bioolar(三極管)工藝的運放，兩個輸入引腳之間會存在雙向鉗位二極管。低壓的CMOS運放一般沒有，比較器沒有雙向鉗位的二極管。所以把運放當比較器來用，要判斷是否需要加限流電阻，以免燒掉運放。

c)運放有帶寬，比較器一般不用帶寬來衡量其翻轉速度，用TPHL，TPLH，Tfall，Trise，來表示速度。

一個簡單的計算比較器速度方法是

d)運放輸出端都是推挽輸出的，比較器可以做成推挽輸出，也可以做成開漏輸出。

e)運放輸出過載后，需要比較長的恢復時間。比較器的過載恢復時間非常短。?

f)有些運放的輸入共模電壓范圍，不能到正電源軌。許多比較器是支持到正電源軌的。?

g)運放可以當比較器使用(在一些低速翻轉場合可以)，而比較器不能當運放使用。

6、如何根據應用選擇合適運放

運放選擇判斷步驟:

1、實際工作電壓，選用低壓運放還是高壓運放，高壓運放比低壓運放貴很多:

2、是否需要軌到軌輸入/輸出特性:

3、客戶具體的應用場合，比如:

1)音頻應用，注重帶寬，壓擺率，噪聲，輸出軌到軌特性

2)便攜式產品應用，注重靜態電流，帶寬等:

3)傳感器應用，注重失調電壓，溫漂，靜態電流，輸入偏置電流，共模抑制比等;

4)采樣電流應用，注重帶寬，失調電壓，溫漂，靜態電流等:

5)濾波器應用，注重帶寬，樂擺率，軌到軌輸入輸出特性等:

6)儀器儀表應用，注重失調電壓，溫漂，1/f噪聲等:

7)醫療應用，注重噪聲，帶寬，軌到軌輸入輸出特性等。

7、潤石公司運放和比較器的優勢

運放:

• 全系列運放種類齊全，低噪聲，高精度，高速，微功耗，通用型

• 有1μA/ch的微功耗運放，適合用于PIR，氣體傳感器等應用場合

• 通用系列運放有失調電壓最大為0.5mV的版本

• 精密運放失調電壓最大為5μV，溫漂最大50nV/℃，比同行最大20nV要好

• 高壓通用型運放，高壓高精度型運放，高壓差分運放，儀表放大器 即將發布。

比較器:

• 全系列比較器種類齊全，微功耗，通用型，高速型

• 有1μA/ch的微功耗比較器，適用于智能家居等超低功耗產品

• RS331/RS393/RS339，通用型1路/2路/4路比較器，支持軌到軌輸入進行比較。